羅北1 和軍平1 彭志輝1 吳學(xué)智2
1．哈爾濱工業(yè)大學(xué)深圳研究生院 (深圳 518055)
2．西門子中國研究院 （北京 100102)
Luo Bei1, He Junping1, Peng Zhihui1, Wu Xuezhi2
1．Harbin Institute of Technology Shenzhen Graduate School, (Shenzhen, 518055, China)
2．Siemens Corporate Technology, (Beijing, 100102, China)
1 引言
目前, 多電平變流器以其突出的優(yōu)點在高壓大功率變流器中得到了日益廣泛的應(yīng)用,它不僅能減少輸出波形的諧波，也易于進行模塊化設(shè)計[1, 2]。二極管中點箝位式(NPC)三電平拓撲結(jié)構(gòu)即是高壓大功率變頻器的主流拓撲結(jié)構(gòu)之一[3] 。然而在三電平變流器的應(yīng)用中, 也出現(xiàn)了一些問題，特別是共模電壓問題。目前，變頻器共模電壓的抑制方法主要有兩種：一是外加無源濾波器等，或有源濾波器[4-6]，這類方法會導(dǎo)致體積和成本顯著增加，且不易應(yīng)用于高壓大容量場合；二是通過控制策略從源頭減小共模電壓，文獻[7]、[8]提出一種SPWM消除共模電壓的調(diào)制方法。該方式是通過異相調(diào)制來消除開關(guān)共模電壓,但是存在直流電壓利用率低、線性調(diào)制區(qū)過小的問題。
針對SPWM調(diào)制的電壓利用率低、不利于運用于各種調(diào)制比工況下的缺點，本文從三電平逆變器共模電壓形成機理出發(fā)，提出了一種基于優(yōu)化電壓空間矢量(SVPWM)方法, 可有效抑制三電平逆變器輸出共模電壓。并通過Matlab/Simulink軟件對該方法進行了仿真驗證, 結(jié)果表明效果良好。
2 光伏三電平逆變器及其共模電壓
本文研究的三電平光伏逆變器系統(tǒng)如圖1所示。其輸入為光伏陣列的直流電壓，逆變器主拓撲為NPC三電平結(jié)構(gòu)。設(shè)直流母線電壓的幅值為Vdc,用開關(guān)狀態(tài)字“1”,“0”和“-1”分別表示逆變器每相輸出為+Vdc/2、0和-Vdc/2的三種狀態(tài),則三相三電平逆變器總共有27種不同的開關(guān)狀態(tài)。根據(jù)幅值和相位可以畫出三電平逆變器的電壓空間矢量圖，具體如圖2所示。
對于三電平逆變器而言, 必須保證輸出電壓的基波分量幅值與輸出頻率成一定的正比關(guān)系變化, 其共模電壓的計算與它們的觸發(fā)方式有關(guān)。設(shè)Ua、Ub、Uc分別為逆變器的三相相電壓。根據(jù)三相三線制的對稱性原理, 推得三相輸出電壓波形的共模電壓為：
（1）
因而，對應(yīng)三相三電平每一種開關(guān)序列的共模電壓大小如表1所示。
表1 輸出控制字與共模電壓的關(guān)系
| 三電平逆變器開關(guān)狀態(tài) | |
| A | 111 |
| B | 110,101,011 |
| C | 1-11,11-1,-111,001,010,100 |
| D | 000,10-1,1-10,01-1,0-11,-110,-101 |
| E | -11-1,-1-11,1-1-1,0-10,00-1,-100 |
| F | 0-1-1,-10-1,-1-10 |
| G | -1-1-1 |
通常的空間矢量調(diào)制策略都會使用圖2中所記載的19種有效矢量，以達到直流母線電壓利用率高，輸出諧波小。但是會帶來較大的輸出共模電壓，**高VCM幅值會達到了Vdc/3。圖3顯示的是母線電壓Vdc＝600V時，一種普通SVPWM產(chǎn)生的共模電壓*大幅度達到了200V, 這樣大的共模電壓會對系統(tǒng)造成很大的不利影響。
圖3 普通SVPWM下共模電壓波形
3 抑制共模電壓SVPWM原理
從表1中的27種狀態(tài)可以看出, 對于可控的PWM輸出波來講, 其輸出共模電壓的幅值在0Vdc～Vdc/2之間變化。欲減小共模電壓，應(yīng)盡量不使3個輸出端與同一“+”極性端或“-”極性端連接, 避免2個端子一起接到“+”極性端或“-”極性端，而另一個端子接到直流中性點, 如使用表中D類的7個狀態(tài)字, 此時逆變器的輸出共模電壓為0，但不能只選用Ｄ類矢量，因為那樣雖能很好的抑制共模干擾，但卻因為少的合成矢量會造成參考電壓過渡不平滑，使得逆變器輸出線線間電壓波形變差，因此需要均衡考慮共模差模問題。本文所研究的SVPWM算法中，就是選擇合理輸出共模電壓較小的矢量來合成參考電壓矢量。由表1可見(111,-1-1-1)，(110,101,011, 0-1-1,-10-1,-1-10)八個開關(guān)狀態(tài)造成了很大的共模干擾，因此，本研究就避開這八個開關(guān)狀態(tài)(即圖2中方框中的矢量)，這樣就能從源頭上降低逆變器的共模輸出電壓。
本文具體采用CDE三類矢量，這樣，理論上即可以把逆變器輸出共模電壓幅值降為Vdc/6。然而可用矢量的減少使得無法采用傳統(tǒng)的七段式脈沖觸發(fā)序列，因此，本策略采用五段式脈沖觸發(fā)序列。
基于以上分析，可依據(jù)下列步驟實現(xiàn)SVPWM算法：
① 確定當(dāng)前矢量的幅值和角度；
② 判斷參考矢量所處的扇區(qū)及區(qū)域；
③ 確定構(gòu)成該矢量的實際開關(guān)矢量；
④ 確定開關(guān)矢量的作用時間及工作順序。
具體矢量計算方法見文獻[3]，本文以圖4Ⅰ扇區(qū)F區(qū)為例，在F區(qū)中各矢量持續(xù)時間為：
(2)
式2中：ta，tb，tc分別表示矢量V1、V8、V7在一個PWM周期內(nèi)的持續(xù)時間； ；A為輸出電壓調(diào)制比；Ts為開關(guān)周期。開關(guān)變換次序為(100，10-1，1-1-1，10-1，100)，考慮共模電壓抑制后的輸出矢量時序如圖5所示。對于該扇區(qū)的其它小三角形，按照以上過程，確定矢量作用順序，計算三角形頂點開關(guān)矢量作用時間。同理，可以計算出其他扇區(qū)內(nèi)各三角形頂點開關(guān)矢量作用時間。
4 仿真驗證和分析
根據(jù)三電平NPC逆變器數(shù)學(xué)模型和控制策略，驗證本文提出的三電平空間矢量調(diào)制算法及其共模電壓抑制策略的有效性，針對三相電網(wǎng)負載進行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。以Simulink為平臺，SimPower System工具箱為輔助?？紤]到用*短的時間得到結(jié)論，模塊中的控制算法用基于解釋的S文件實現(xiàn)。
三電平五段法在每個采樣周期內(nèi)有一相開關(guān)不動作，比三電平七段法減少了每個采樣周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)，從而減小了開關(guān)損耗，提高了效率。由于在一個開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)減少了，逆變輸出電壓(電流)的THD有所增大，這就對控制器參數(shù)和輸出濾波器的設(shè)計有了更高的要求。
圖6為NPC三電平逆變器的總體結(jié)構(gòu)框圖，其中Three-level Bridge為NPC逆變器主拓撲，Three-phase V-I Measurement為主測量模塊，SVPWM模塊負責(zé)產(chǎn)生PWM波。
圖6 NPC三電平仿真模型
仿真參數(shù)和試驗波形如下：電網(wǎng)參數(shù)：Em=200V，f=50Hz；濾波電感：LS=1.28mH。直流母線電壓Vdc=600v。開關(guān)頻率fS=10kHz，采樣頻率fN=10kHz。圖7至圖10為仿真試驗結(jié)果波形圖。對三相輸出的相電壓和線電壓的頻譜進行分析，線電壓的THD為1.25%，經(jīng)輸出電感濾波后得到正弦波幅值為311.4V, THD下降到0.27％，如圖8所示。相電壓的THD為23.96%，主要表現(xiàn)為3次諧波，與普通SVPWM/控制策略下輸出相電壓(圖9)相比較可知，諧波含量還略有下降。
圖10為采用優(yōu)化SVPWM 算法后的共模電壓仿真波形。從圖中可以明顯看出，該方法可將共模電壓完全抑制到直流電壓的1/6，為100V。
圖10 輸出共模電壓波形
5 結(jié)束語
本文提出了一種簡略矢量選擇的SVPWM 方法，通過特定的矢量合成算法，將共模電壓抑制到其直流母線電壓的1/6。分析和仿真表明, 該方法可以將共模電壓幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，即Vdc/6，克服了目前一些SPWM方法的缺陷。此外, 本方法用軟件實現(xiàn), 無需增加硬件成本, 不僅對其它領(lǐng)域三電平逆變器控制設(shè)計有良好參考意義，也具有廣闊的應(yīng)用價值。
附注
本課題為：國家自然科學(xué)基金項目（No.50877015），
高等學(xué)校博士點基金新教師項目（No. 200802131017）
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來源：電源網(wǎng)
